无损吸收是要实现将变压器漏感或励磁电感的能量返回或吸收并再次被利用以提高效率的目的。目前见到过的无损吸收电路大多是如下这种结构：
图1-1 桥式结构
图1-1中每一支路上的元件都可以用电容、电感、二极管、开关管、变压器替代以实现不同的电源拓扑，并且支路上也可采用多元件组合来替代以构成更为复杂的拓扑结构。
这种桥式结构之所以能够吸收和再利用能量是因为它是一种非常对称的结构，见下图
图1-2 对称结构
能量可以在图中的四个环路中往复循环，如果某一支路断开这个循环就不能继续下去，正激、反激电路就是这类缺了某个支路的不完美的电路。
先从反激LC吸收电路开始分析，电路见下图
图1-3 反激LC吸收电路
上图的工作原理：当Toff时刻漏感和部分励磁电感能量被钳位电容Cclamp吸收（环路1），电感L2能量返回电源（环路3）；当Ton时刻钳位电容Cclamp驱动电感L2（环路2），电源驱动励磁电感（环路4未画）。
下面试着用公式和仿真来找出这种电路的设计方法及其所存在的问题。
1、 电路始终工作于断续模式
图1-4 断续模式时钳位电容的吸收公式及推导过程
上述公式中的k是只指漏感百分比，通常k=1-5%。
图1-5 L2电感断续模式能量回收公式
当电路平衡是功率P1=P2推出钳位电容上的电压
这个公式描述了断续模式下已知电路钳位电压Vclamp与输入电压和回收电感L2的关系。
电路中如果持续增大电感L2会使电感L2进入连续工作模式，电感L2连续模式下的公式推导如下
图1-6 回收电感L2连续模式公式推导
因为电感L2是连续模式所以可以利用伏秒平衡公式，不过受主励磁电感断续模式影响伏秒平衡的时间是如图1-6中所示的Doff2，又因Vds电压在主励磁电感能量消失后不是线性变化所以公式中加了个调整因数kb=1.01。
公式同时计算电感L2在连续模式和非连续模式下的钳位电压Vclamp2、Vclamp1，通过判断大小可知电路是工作于哪种模式下从而选取正确的Vclamp值，吸收功率P1也将根据所选定的Vclamp来进行计算。
断续模式下的详细电流波形如下图
图1-7断续模式电流波形
图中的绿色曲线为励磁电感电流、蓝色曲线为漏感电流、红色曲线为回收电感L2的电流。区域1是电感总储能、区域2是钳位吸收能量、区域3是传递到次级的能量、区域4是钳位电容释放能量（给电感L2充电）、区域5区域6是返回电源的能量其中区域5是经二极管返回，区域6是经变压器漏感返回。电路平衡时区域2=区域4=区域5+6。
三个区域的能量公式如下，
再结合两个伏秒平衡公式找出Ipk1、Ipk2和toff1、toff2之间的关系
代入能量公式即可得断续模式下的结果。
当电感L2工作于连续模式时（电感量较大）吸收能量多数是通过钳位电容、变压器、漏感回到电源的，钳位电容电压Vclamp被钳位在Vin左右。
1、 电路工作于连续模式
图1-8 励磁电感连续模式电流波形
励磁电感连续模式的电流波形也分为6个区域，其中toff3和toff是重合的，励磁电流波形是梯形波包含波形系数Kp。
这里引入输出功率Po为变量以化简掉占空比、峰值电流和波形系数等变量，构建一个Vclamp(Po)函数式。
能量回收的三个区域公式依然不变，
连续模式下需要多增加一组伏秒平衡公式，并且系数中包含了波形系数Kp。
根据输入、输出及吸收能量守恒列出方程
上述公式描述的是输出功率=区域1-区域4，通过进一步分析发现区域2能量>区域4，原因是在区域6时刻区域2的钳位能量会通过变压器以正激的方式传递给负载，区域6能量多出的部分虽然没有影响到能量传递但会影响计算所以选区域4来进行能量守恒计算。
上述几个方程式还不足以解出方程，准备再增加一个方程式：区域2=区域4+区域6试试能否解开这个方程组。
区域6的公式为
区域2-4的公式为
再通过Px66=Px24推出钳位电压Vclamp与输出功率Po的关系式，这个逆推导看起来有些麻烦所以从正向计算入手，见下图
图1-9 钳位电压Vc图形计算法
上图以Vc为变量（既Vclamp）从80V变到100V，Px24(Vc)曲线与Px66(Vc)曲线的交点既为待求解，用for指令实现自动计算会更便捷。
Mathcad计算文件后续会上传
上述为连续模式波形的相关公式，再利用区域2-区域4=区域6就可以解出方程，方法如下
Pxl24(Po,Vclamp)函数和Pxl6(Po,Vclamp)函数在合理的取值范围内都是单调函数，利用一个for循环从最大的Vin+5开始（图中的300）逐渐减1左移当两个函数值相等时就得到了所需的解。上图左边为连续模式函数右边为断续模式函数，再通过if语句对临界功率进行判断就可以获得全功率范围的Vclamp(Po)函数。
电路参数：输入100-300V，输出81V，匝比1，电感Lm=97u，漏感Lr=3u，电感L2 200u-2000u，开关频率100Khz，功率0-320瓦。
图1-10 输入电压100V时Vclamp(Po)关系图
图1-11输入电压300V是Vclamp(Po)关系图
目前用的钳位电容比较大，当选用恰当的电容时Vclamp会叠加一个△Vclamp，波形也会变的非线性这里的公式不知还能否适用。Vclamp(Po)函数可以找出吸收电感的上限，吸收电感的下限或许可以由区域2或者区域4来计算比如P4(Po)/Po，无损吸收（无功）功率也有损耗，当占总功率份额较多时也会降低效率。这里只仿了稳态波形，当功率突变时吸收电路能否快速做出响应，大的L2电感量可能会造成吸收电路响应过慢进而引起Vds电压过高。
图1-8中区域5和区域6中的斜线并不是一条直线而是由两条折线构成。区域5在二极管导通时作用在电感L2上的电压是Vin，区域6作用在电感L2上的电压为Vin+Vor-Vclamp。
通过计算区域4的功率就可以得到吸收功率，当吸收电感L2进入连续模式后会多出一个波形系数Kp2不过此时的Vclamp≈Vin方程依然可解，鉴于Mathcad运算起来有些慢（不知原因）这部分运算放到新建文件中单独运算，这里只考虑L2为断续模式。
图1-12 100V输入不同L2吸收功率与输出功率的关系
上图为100V输入不同L2电感时的吸收功率，当L2进入连续模式后吸收功率突变为100*Po无参考意义。
图1-13 300V输入不同L2吸收功率与输出功率的关系
图1-13为输入300V时不同L2电感对应的吸收功率，L2值越大吸收功率越小。
根据电容储能公式
通过预先设置一个钳位电容可以反算出波动电压的大小（也可先设置波动电压再算钳位电容），再加上平均钳位电压Vclamp就得到了钳位电容上的最大电压Vclamp_Max。
图1-14 不同区对应的电流走向
通过对上述电路的进一步分析并利用Saber软件对每一个区的功率进行仿真验证，似乎可以得出更精确的计算公式。